引言本应用笔记提供关于射频(RF)印刷电路板(PCB)设计和布局的指导及建议，包括关于混合信号应用的一些讨论，例如相同 PCB 上的数字、模拟和射频元件。

内容按主题进行组织，提供“最佳实践”指南，应结合所有其它设计和制造指南加以应用，这些指南可能适用于特定的元件、PCB 制造商以及材料。

射频传输线许多 Maxim 射频元件要求阻抗受控的传输线，将射频功率传输至 PCB 上的 IC 引脚(或从其传输功率)。

这些传输线可在外层(顶层或底层)实现或埋在内层。

关于这些传输线的指南包括讨论微带线、带状线、共面波导(地)以及特征阻抗。

也介绍传输线弯角补偿，以及传输线的换层。

微带线这种类型的传输线包括固定宽度金属走线(导体)以及(相邻层)正下方的接地区域。

例如，第 1 层(顶部金属)上的走线要求在第 2 层上有实心接地区域(图 1)。

走线的宽度、电介质层的厚度以及电介质的类型决定特征阻抗(通常为 50Ω或 75Ω)。

图 1. 微带线示例(立体图)带状线这种线包括内层固定宽度的走线，和上方和下方的接地区域。

导体可位于接地区域中间(图 2)或具有一定偏移(图 3)。

这种方法适合内层的射频走线 .图 2. 带状线(端视图)。

图 3. 偏移带状线。

带状线的一种变体，适用于层厚度不相同的 PCB(端视图)。

共面波导(接地)共面波导提供邻近射频线之间以及其它信号线之间较好的隔离(端视图)。

这种介质包括中间导体以及两侧和下方的接地区域(图 4)。

图 4. 共面波导提供邻近射频线以及其它信号线之间较好的隔离。

建议在共面波导的两侧安装过孔“栅栏”，如图 5 所示。

该顶视图提供了在中间导体每侧的顶部金属接地区域安装一排接地过孔的示例。

顶层上引起的回路电流被短路至下方的接地层。

图 5. 建议在共面波导的两侧安装过孔栅栏。

特征阻抗有多种计算工具可用于正确设置信号导体线宽，以实现目标阻抗。

然而，在输入电路板层的介电常数时应小心。

典型 PCB 外基板层包含的玻璃纤维成分小于内层，所以介电常数较低。

例如，FR4 材质介电常数一般为εR = 4.2，而外基板(半固化板)层一般为εR = 3.8。

下边的例子仅供参考，其中金属厚度为 1oz 铜(1.4 mils、0.036mm)。

表 1. 特征阻抗示例传输线弯角补偿由于布线约束而要求传输线弯曲时(改变方向)，使用的弯曲半径应至少为中间导体宽度的 3 倍。

也就是说：弯曲半径 ≥ 3 × (线宽).这将弯角的特征阻抗变化降至最小。

如果不可能实现逐渐弯曲，可将传输线进行直角弯曲(非曲线)，见图 6。

然而，必须对此进行补偿，以减小通过弯曲点时本地有效线宽增大引起的阻抗突变。

标准补偿方法为角斜接，如下图所示。

最佳的微带直角斜接由杜维尔和詹姆斯(Douville and James)公式给出：式中，M 为斜接与非斜接弯角之比(%)。

该公式与介电常数无关，受约束条件为 w/h ≥ 0.25。

其它传输线可采用类似的方法。

如果对正确补偿方法存在任何不确定性，并且设计要求高性能传输线，则应利用电磁仿真器对弯角建模。

图 6. 如果不可能实现逐渐弯曲，可将传输线进行直角弯曲。

传输线的换层如果布局约束要求将传输线换至不同的电路板层，建议每条传输线至少使用两个过孔，将过孔电感负载降至最小。

一对过孔将传输电感有效减小 50%，应该使用与传输线宽相当的最大直径过孔。

例如，对于 15-mil 微带线，过孔直径(抛光镀层直径)应为 15 mil 至 18 mil。

如果空间不允许使用大过孔，则应使用三个直径较小的过渡过孔。

S 信号线隔离必须小心防止信号线之间的意外耦合。

以下是潜在耦合及预防措施的示例：射频传输线:传输线之间的距离应该尽量大，不应该在长距离范围内彼此接近。

彼此间隔越小、平行走线距离越长，平行微带线之间的耦合越大。

不同层上的走线应该有接地区域将其保持分开。

承载高功率的传输线应尽量远离其它传输线。

接地的共面波导提供优异的线间隔离。

小 PCB 上射频线之间的隔离优于大约 -45dB 是不现实的。

高速数字信号线: 这些信号线应独立布置在与射频信号线不同的电路板层上，以防止耦合。

数字噪声(来自于时钟、PLL 等)会耦合到 RF 信号线，进而调制到射频载波。

或者，有些情况下，数字噪声会被上变频 / 下变频。

VCC/ 电源线: 这些线应布置在专用层上。

应该在主 VCC 分配节点以及 VCC 分支安装适当的去耦 / 旁路电容。

必须根据射频 IC 的总体频率响应以及时钟和 PLL 引起的数字噪声的预期频率分布选择旁路电容。

这些走线也应与射频线保持隔离，后者将发射较大的射频功率。

接地区域如果第 1 层用于射频元件和传输线，建议在第 2 层使用实心(连续)接地区域。

对于带状线和偏移带状线，中间导体上、下要求接地区域。

这些区域不得共用也不得分配给信号或电源网络，而必须全部分配给地。

有时候受设计条件限制，某一层上有局部接地区域，则必须位于全部射频元件和传输线下方。

接地区域不得在传输线下方断开。

应在 PCB 的 RF 部分的不同层之间布置大量的接地过孔。

这有助于防止接地电流回路造成寄生接地电感增大。

过孔也有助于防止 PCB 上射频信号线与其它信号线的交叉耦合。

电源层和接地层的特殊考虑事项对于分配给系统电源(直流电源)和接地的电路板层，必须考虑元件的回路电流。

总的原则是避免将信号线布置在电源层和接地层之间的电路板层上。

图 7. 不正确的电路板层分配：电源层和接地层上的接地电流回路之间有信号层。

偏压线噪声会耦合到信号层。

图 8. 较好的电路板层分配：电源层和接地层之间没有信号层。

电源(偏压)走线和电源去耦如果元件有多个电源连接，常见做法是采用“星”型配置的电源布线(图 9)。

在星型配置的“根”节点安装较大的去耦电容(几十µF)，在每个分支上安装较小的电容。

这些小电容的值取决于射频 IC 的工作频率及其具体功能(即级间与主电源去耦)。

下图所示为一个示例。

图 9. 如果元件有多个电源连接，电源布线可采用星型配置。

相对于连接至相同电源网络的所有引脚串联的配置，“星”型配置避免了长接地回路。

长接地回路将引起寄生电感，会造成意外的反馈环路。

电源去耦的关键考虑事项是必须将直流电源连接在电气上定义为交流地。

去耦和旁路电容的选择由于存在自谐频率(SRF)，现实中电容的有效频率范围是有限的。

可以从制造商处获得 SRF，但有时候必须通过直接测量进行特征分析。

SRF 以上时，电容呈现感性，因此不具备去耦或旁路功能。

如果需要宽带去耦，标准做法是使用多个(电容值)增大的电容，全部并联。

小电容的 SRF 一般较大(例如，0.2pF、0402 SMT 封装电容的 SRF = 14GHz)，大电容的 SRF 一般较小(例如，相同封装 2pF 电容的 SRF = 4GHz)。

表 2 所列为典型配置。

表 2. 电容的有效频率范围*有效频率范围的低端定义为低于 5Ω容抗。

旁路电容布局考虑事项由于电源线必须为交流地，最大程度减小交流地回路的寄生电感非常重要。

元件布局或摆放方向可能会引起寄生电感，例如去耦电容的地方向。

旁路电容有两种摆放方法，分别如图 10 和图 11 所示：图 10. 该配置下，旁路电容和相关过孔的总占位面积最小。

这种配置下，将顶层上的 VCC 焊盘连接至内层电源区域(层)的过孔可能妨碍交流地电流回路，强制形成较长的回路，造成寄生电感较高。

流入 VCC 引脚的任何交流电流都通过旁路电容，到达其接地侧，然后返回至内接地层。

这种配置下，旁路电容和相关过孔的总占位面积最小。

图 11. 该配置要求较大的 PCB 面积。

另外一种配置下，交流地回路不受电源区域过孔的限制。

一般而言，这种配置要求的 PCB 面积稍大。

短路器连接元件的接地对于短路器连接(接地)的元件(例如电源去耦电容)，推荐做法是每个元件使用至少两个接地过孔(图 12)，这可降低过孔寄生电感的影响。

短路连接元件组可使用过孔接地“孤岛”。

图 12. 每个元件使用至少两个接地过孔可降低过孔寄生电感的影响。

IC 接地区域(“焊盘”)大多数 IC 要求在元件正下方的元件层(PCB 的顶层或底层)上的实心接地区域。

该接地区域将承载直流和射频回流，通过 PCB 流向分配的接地区域。

该元件“接地焊盘”的第二功能是提供散热器，所以焊盘应在 PCB 设计规则允许的情况下包括最大数量的过孔。

下图所示的例子中，在射频 IC 正下方的中间接地区域(元件层上)安装有 5 × 5 过孔阵列(图 13)。

在其它布局考虑允许的情况下，应使用最大数量的过孔。

这些过孔是理想的通孔(穿透整个 PCB)。

这些过孔必须电镀。

如果可能，使用导热胶填充过孔，以提高散热性能(在电镀过孔之后、最后电镀电路板之前填充导热胶)。

图 13. 在射频 IC 正下方的中间接地区域上安放 5 × 5 过孔阵列