今天的高性能 ASIC 和微处理器可能会消耗高达 150W 的功率。

对于 1V 至 1.5V 的电源电压，这些器件所需的电流很容易超出 100A。

采用多相 DC-DC 转换器为这些器件提供电力是更加可行的方案。

目前，已出现了可裁减的电源控制器，它允许设计者为特定的 DC-DC 转换器选择相数。

可裁减架构允许几个控制器并联且同步工作。

片上基于 PLL 的时钟发生器使多个器件能够同步工作。

多相拓扑虽然单相 buck 调节器并没有严格的功率限制，但是当负载电流上升至 20A 至 30A 以上时，多相转换器将具备明显的优势。

这些优势包括：更低的输入纹波电流，大幅度减少了输入电容数量；由于等效倍增了输出纹波频率，输出纹波电压也降低了；由于损耗分布在更多元件中，元件的温度也有所降低；并且外部元件的高度也降低了。

多相转换器实质上是多路 buck 调节器并联工作，它们的开关动作保持同步，相位偏离 360/n 度，其中 n 等于相数。

转换器的并联使输出调节变得稍微复杂了一点。

这个问题很容易利用电流模式的控制 IC 解决，这种控制器除了调节输出电压外还调节每个电感中的电流。

输入纹波电流在选择输入电容时，设计者面临的关键问题是输入纹波电流的处理。

多相拓扑的采用使输入纹波电流大幅度降低了—每相的输入电容只需处理更低幅度的输入电流脉冲。

另外，相位偏离也增加了电流波形的等效占空比， 因而产生更低的 RMS 纹波电流。

表 1 列出的纹波电流值说明了纹波电流的降低和输入电容的节省情况。

高 k 电介质的陶瓷电容能够提供最高的纹波电流处理能力和最小的 PCB 占位面积。

1812 外形的陶瓷电容每个的额定纹波电流高达 2A 至 3A。

对于成本敏感的设计，电解电容是很好的选择。

降低输出纹波电压内核电源通常要求<2%的精度。

对于一个 1.2V 电源，这相当于±25mV 的输出电压窗口。

一种被称为有源电压定位的技术可以充分利用这个输出电压窗口。

轻载时，转换器将输出电压调节到该窗口的中点以上，重载时，则将输出电压调节到窗口的中点以下。

对于±25mV 窗口，在轻载(重载)下将输出调节在窗口的高端(低端)，那么整个输出电压窗口就可被用于响应上升(下降)的阶跃负载。

大幅度的负载电流阶跃要求电容具有极低的 ESR 以减小瞬态电压，同时还要求电容具有足够大的容量，以便负载向下跳变时吸收存储在主电感中的能量。

有机聚合物电容比钽电容有更低的 ESR。

聚合物电容具有最低的 ESR 和最高的容量。

陶瓷电容具有出色的高频特性，但每个器件的容量只是钽或聚合物电容的二分之一到四分之一。

所以，通常来讲陶瓷电容并不是输出电容的最佳选择。

低侧 MOSFET一个 12V 到 1.2V 的转换器要求低侧 MOSFET 在 90%的时间内导通；在此情况下传导损耗远高于开关损耗。

由于这个原因，常常将二或三只 MOSFET 并联使用。

多个 MOSFET 并联工作有效降低了 RDS(ON)，因而降低了传导损耗。

当 MOSFET 被关闭时，电感电流继续通过 MOSFET 的体二极管流通。

在此条件下，MOSFET 的漏极电压基本上为零，大幅度降低了开关损耗。

表 1 给出了几种多相配置的损耗情况。

注意低侧 MOSFET 的总损耗随着相数的增多而降低了，因而降低了 MOSFET 的温升。

高侧 MOSFET占空比为 10%时，高侧 MOSFET 的开关损耗远大于传导损耗。

因为高侧 MOSFET 只在很少的时间内导通，传导损耗不太明显。

这样，降低开关损耗比降低导通电阻更为重要。

在开关过程中(tON 和 tOFF)，MOSFET 需要承受一定的电压和传输电流，这个电压与电流的乘积决定了 MOSFET 的峰值功率损耗；因此开关时间越短功率损耗越小。

在选择高侧 MOSFET 时，应选择具有较低栅极电荷和栅 - 漏电容的器件，这两项指标比低导通电阻更为重要。

从表 1 可以看出，MOSFET 的总损耗随着相数的增多而降低。

电感的选择电感值决定了纹波电流的峰 - 峰值。

纹波电流通常用最大直流输出电流的百分比表示。

对于大多数应用，可以选择纹波电流为最大直流输出的 20%到 40%。

内核电压较低时，电感电流的衰减速度不如上升速度快。

当负载降低时，输出电容会被充入过量电荷，造成过压现象。

如果选用数值较小的电感(产生较大的纹波电流—接近 40%)，则向输出电容转移的电感储能较少，引起的浪涌电压较低。

散热设计表 1 给出了使用不同相数时对于散热要求的一个估计。

在一个提供 100LFM 至 200LFM 的强制对流冷却系统中，单相设计需要采用相当大的散热器来获得 0.6°C/W 的热阻。

而在四相设计中热阻可以增大到 2°C/W。

这个热阻无须散热器和 100LFM 至 200LFM 的气流就很容易实现。

表 1. 采用不同相数设计的同步 buck 调节器及其重要参数对比，本例为 12V 到 1.2V、100A buck 调节器设计实例图 1 是用 MAX5038 配置成的一个四相 DC-DC 转换器。

MAX5038 主控制器的远端电压检测器(VSP 至 VSN 引脚)检测输出电压，并同时为主 / 从控制器的 EAN 输入提供信号(DIFF)，以实现并联工作。

MAX5038 主控制器还为另一个 MAX5038 从控制器提供一个时钟输出(CLKOUT)。

将 PHASE 引脚浮空，使从控制器的内部时钟与 CLKIN 信号产生 90°相移。

通过设置合适的增益，误差放大器还可实现有源电压定位功能。

采用精密电阻设置增益可以确保精确的负载均衡。

误差放大器的输出(EAOUT)决定了各相的负载电流。

每个电流环在 CLP1 和 CLP2 引脚进行补偿(未显示)，经过适当补偿，可以在大多数输入和负载情况下提供非常稳定的输出。

图 1. 采用两片 MAX5038 的四相设计实例。

主控制器执行电压遥测功能和时钟产生功能，从控制器扩展输出电流并与主控制器同步工作。

结论多相同步 DC-DC 转换器能够有效地驱动工作在 1V 至 1.5V、消耗电流 100A 甚至更高的 ASIC 或处理器。

它们解决了很多基本问题，包括电容器纹波电流，MOSFET 功耗，瞬态响应，以及输出电压纹波等。