在实际的应用中，电子系统会遇到一些超低压差的 BOOST 变换器，如基于 USB 供电的系统，由于考虑到 USB 线上的压降，会采用一个升压的 BOOST 变换器，将电压升到 5V 以上，如 5.15V，5.2V 或 5.25V。

通常 USB 口由于输出负载的影响以及主机 USB 电源管理功能的差异，其电压会在 4.75V 到 5.1V 之间波动，对于从 4.5-5.1V 的输入升到输出为 5.15V 的 BOOST 变换器，当输入为最高的 5.1V 而输出 5.15V 时，设计就会有遇到一些问题。

在本文中将讨论这种变换器设计的问题，并给出相应的方案，从而为电子工程师提供一些设计的指导。

1 超低压差 Boost 变换器的设计问题基本常规的 Boost 变换器的结构见图 1 所示,功率 MOSFET 为主开关管，D 为输出升压二极管，如果把二级管换为功率 MOSFET，则为同步 Boost 变换器。

图 1：Boost 变换器在开关管导通时，电感激磁，电感电流线性增加存储能量，输出电容提供全部的输出负载电流。

（1）开关管关断时，电感去磁，电感电流线性降低加，输入电源和电感向输出负载提供能量。

(2)由(1)、(2)上两式可以得到：(3)若 Vin=5.1V，Vo=5.15V，VF=0.4V，可以得到：D=8.1%。

电流模式的 BOOST 变换器，电流检测信号有一定的延时，同时为了消除开通前沿的电流尖峰导致内部信号误动作，电流检测信号通常都设有前沿消隐时间 LEB，这也是 PWM 控制器固定的最小导通时间[1] ，一般在 50-250nS 的范围。

若 BOOST 变换器的开关频率为 1MHz，LEB=100nS，从 5.1V 升到 5.15V 的导通时间为=81nS，小于系统的 100nS 值，这时候，在每个导通的周期，输出电压会冲到很大的值，PWM 控制区器将进入跳脉冲的工作状态[2] ，输出电压纹波很大，如果 BOOST 变换器没有输出过压保护功能或这个功能保护时间慢，输出电压的过冲有可能会损坏后面的芯片。

2 解决方案由于 PWM 的最小导通时间是系统固有的值，不可以改变，从公式(3)可以得出：增大占空比或减小开关频率，可以提高在最高输入电压时导通时间 Ton，从而使实际的最小 Ton 的大于系统固有的最小导通时间 Ton(min)，这样输出电压就一直处于调节的范围，系统不会进入跳脉冲模式。

如果 Boost 变换器的开关频率可以从外面来设定，那么就可以调整开关频率。

在一些手持式系统中，一般会采用尽可能高的开关频率，以减小相应的电感和输出电容的体积，从而降低系统的体积并降低系统的成本。

因此工程师一般不会采用低的开关频率。

同时，目前许多单芯片集成 MOSFET 的 Boost 变换器的开关频率是固定的，以去掉外置的电容和 IC 的一个管脚。

这样一来，开关频率无法从外面进行调整，只有想方法增大占空比。

从公式(3)可以看出，提高 VF 的值可以增大占空比，那么就可以采用图 2 的方法，输出串联一个二极管，从而提高最小的占空比值。

图 2：增大 BOOST 变换器最小占空比此时，占空比为：同样，若 Vin=5.1V，Vo=5.15V，VF=0.4V，可以得到：D=14.3%。

串联一个二极管后，占空比从 8.1 提高到 14.3，导通时间为 143nS，大于系统的 100nS 值。

这种方法的缺点是额外的增加一个元件，同时系统效率降低。

3 结论通过在输出额外的串联一个二极管可以提高系统的最小占空比，避免系统进入跳脉冲的工作状态，产生大的纹波，适合于开关频率固定，超低压差的 BOOST 变换器。

额外串联的二极管降低系统的效率。